目录一、半桥LLC控制原理1、工作原理2、控制方法说明3、半桥LLC计算二、数字化LLC及其软件算法1、AD采样配置2、中断配置3、软件算法实现参考一、半桥LLC控制原理本内容主要涉及半桥LLC 的控制方法及其实现其基本原理参见LLC基本原理。▼半桥LLC 按电路结构可以分为对称半桥LLC 和非对称半桥LLC如下对称半桥LLC 和非对称半桥LLC 的本质没有差别对称半桥将 Cr谐振电容一分为二Cr1Cr2使电路处于一种对称的结构但是电容容量与非对称半桥是一样的。目前市面上很多使用这种对称半桥LLC 的拓扑结构主要原因是在谐振电容上做钳位处理更容易并联钳位二极管抗纹波电流能力更强谐振腔LrCr 的取值更容易还有它可以减小母线电容的纹波非对称半桥LLC 是半个周期取一次电而对称半桥LLC 从工作原理分析上看部分能量可以回馈给母线电容。1、工作原理▼第一阶段Q1 导通Q2 截止输入电源Vin 经过谐振电感Lr 给谐振电容C2 进行充电C2电容电压上升同时 C1电容放电C1电容电压下降。图1.1 第一阶段▼第二阶段Q1 截止Q2 截止。由于谐振电感电流不能突变Lr 电流依然为正只是逐渐减小C2 充电电流也逐渐减小C2 电压依然增加C1电容依然处于放电状态红色路径。此时 Q2管的体二极管导通其正向导通电压小为 Q2 实现 ZVS零电压开关提供条件。图1.2 第二阶段▼第三阶段Q1 截止Q2 导通。由于之前 Q2体二极管导通经过死区时间后 Q2 实现了 ZVS零电压开关。此时谐振电容C2 等效为一个电压源上正下负与谐振电感Lr 产生谐振。Lr 电流减小至零后反相逐渐增大。C2电容处于放电状态蓝色路径所以 C1电容处于充电红色路径。图1.3 第三阶段▼仿真波形如下图1.4 仿真波形2、控制方法说明下面以对称半桥 LLC 的控制方法进行说明非对称半桥 LLC 同理1对称半桥的对称PWM发波由于 LLC 控制是 PFM(Pulse Frequency Modulation) 控制方式来进行输出电压的稳定所以在进行调制时频率在变化而占空比不变为了防止直通留有一定的死区时间。▼所谓对称发波就是上下桥臂的占空比始终一样在PFM控制方式时占空比始终都是 50%如下可以采用独立模式或中心对称模式互补输出。关于 PFM 的介绍PFM的工作原理、优势及集成功率芯片中实现PFM技术。当 LLC 电路在输出低压时需要提高工作频率在现在的技术下功率管的开关最高频率是受到限制的我们一般无法让输出电压全范围都工作在 PFM状态特别是在数字电路控制中由于 DSP 工作频率和资源的限制电路的最高工作频率将会进一步受到限制。▼所以由于 LLC 电路自身的工作特性都要结合 PFM 和 PWM 两种工作模式实现低压轻载下的输出调节。如下配置方式为 PG1 采用独立或中心对称工作模式推挽输出从上图可以看出在整个 PFMPWM 调制过程中上下桥臂占空比始终相等。▼但在 PWM 工作状态下将会遇到两个重要的问题LLC电路 PWM工作状态的非单调性和 PWM状态的电流谐振问题。下面对其进行分析如下图非单调性分析图中 Q1、Q2 的占空比 D1、D2 分别是D1*Ts t2-t0、D2*Ts t5-t3。但是 t2t4 时间段内Q2 的二极管反向续流在这段时间内任何点导通Q2谐振电流的波形不会有变化也就是说Q2 在 t2t4 内任意时刻给出驱动信号传递到副边的能量均相同得到的输出电压也相同。同样 t5t7 内 Q1 任何时间导通 Q1 也不会影响谐振电流。▼换句话说调节占空比从 50%-(t4-t2)/T50 变化输出电压不会变化。这就是 LLC电路 PWM状态的不单调问题。其仿真波形如下图所示功率管的Cds1、Cds2二极管反向恢复时间增大从 Q1 关断到 Q2 电流反向的时间随之增大即 t1t2 变长不可控的非单调区域增大。PWM状态D工作在非单调区间谐振示意图LLC谐振电流问题分析▼LLC电路工作在 PWM状态在 t1 时刻 Q1 关断谐振电流通过 Q2 的反向二极管续流。由于谐振电流比较小t2时刻谐振电流降到 0。谐振电流到零后谐振电感Lr、激磁电感Lm、谐振电容Cr以及上下管的输出电容Coss组成串联谐振。在输入电压的激励下谐振电流过零后反向增加。如果 Q2管在电流为正的时刻t3 开通就失去了 ZVS 开通。同理Q2管在 t4时刻关断谐振电流在 t5 降到 0继续谐振。如果 Q1 在 t6时刻开通时谐振电流为正同样失去 ZVS 造成硬开通。同时由于类似于直通的效果会引起非常大的电流尖峰。这样不但开关损耗会变大而且引入谐波干扰。由于电路寄生电感的存在这个很高的 di/dt 会在电流通路上产生电压尖峰。在高频的情况下驱动电压波形会受到比较大的影响会影响到电路的可靠性。2对称半桥LLC非对称互补发波▼为了解决上述增益非单调性和谐振电流的问题可以采用在输出低压轻载的情况下功率管采用互补的非对称发波方式如下图所示。上管 Q1 的控制波形 Vgs1黄色占空比减少而以其互补的 Vgs2红色控制下管 Q2两者之间有个死区时间。当上桥臂关断后下桥臂经过死区时间立刻导通一直到 1个开关周期完成。▼采用对称半桥非对称的发波方式仿真如下从仿真波形上看在非对称 PWM 发波方式下上下管都可以实现 ZVS导通这样就解决了对称 PWM状态下谐振的问题。不过由于非对称发波自身的特点也带来了其他的不良影响1非对称发波对驱动电路主要是浮充驱动电路工作有影响如果选择下管导通时间短上管导通时间长且非对称程度非常高时需要特别注意下管的最小占空比可能影响自举电容的充电过程。2对 MOSFET 电流应力有影响3对输出二极管电流应力有影响4对谐振电感和变压器热设计有影响3、半桥LLC计算▼使用SMPSKit软件计算下载地址如下百度网盘https://pan.baidu.com/s/1ZAY-_jgiKRVR2xEqyynpyg提取码: vkam设计示例请移步LLC设计步骤例子和计算公式。二、数字化LLC及其软件算法1、AD采样配置AD 采样配置主要涉及的问题是 AD 采样频率环路反馈量输出电压和输出电流采样时刻以及采样精度的确定。1AD采样频率选择在数字控制中一般 AD 采样频率等于环路计算的频率当然也可以大于环路计算频率小于环路计算频率的话就会使得过高的计算频率没有必要。由于半桥 LLC 拓扑是变频控制的如果 AD 采样是按环路计算频率定频采样的话输出电流在每个开关周期内的 AD 采样时刻是一直在变化的这就会产生拍频现象。为了消除这个拍频现象可以将 AD 采样改为 PG 模块来触发这样 AD 采样频率就保持和开关频率相同大于计算频率在每个开关周期内采样点的位置是不变的。2采样时刻一般数字控制中希望反馈量能够在环路计算要用到时刚刚采样完使得环路的相位延迟尽可能小同时希望 AD 采样转换的时间能够包含在环路计算周期里面这也是为了减小相位延迟。当然这并不是必须的满足环路相位裕量即可。采样时刻非常重要比如在通信电源模块中对杂音和短路电流有比较大的影响需要进行调试进行采样时刻的调整。2、中断配置环路计算的实时性要求很高需要在中断ISR 里执行一般我们采用 DSP 的 PWM模块定时的触发环路计算中断ISR。关于如何配置 PWM模块使能中断ISRDSP 的 Datasheet 有详细的介绍在此不再赘述这里说的中断配置主要讲计算中断的频率选择。从 LLC 环路控制性能的角度来说我们希望环路计算中断的频率能够越高越好这样离散化造成的环路计算延时就越小离散系统也就越接近连续系统数字控制的效果就越接近原来的模拟控制。同时中断ISR 里一些其他处理如快速保护响应也能更及时。从考虑 DSP芯片资源的角度来说却不希望计算中断的频率太高因为频率越高在中断ISR 里可执行的代码就越少可能会造成环路计算的代码不能够在一个计算中断周期里执行完对于实时性要求不太高的中断可以采用分拍进行。同时计算中断频率的选择还需要考虑 DSP AD 采样转换的时间需要保证在一个计算中断周期里能完成一个完整的采样序列这也会限制计算中断的频率不能太高。另外也需要考虑在环路控制的前向通道和反馈通道的一些固有响应延时比如功率元件响应延时、低通滤波器的延时等计算中断周期应该大于“这些环路响应延时AD采样转换时间”因为如果计算中断周期比这个时间和小的话计算频率太高也没有什么意义。3、软件算法实现1电压单环VMC框图▼对输出电压进行 AD 采样与给定电压进行比较后得到误差值经过 2p2z 的补偿器算法之后修改周期值保证输出电压的稳定。2电压外环电流内环ACMC的模式参考1、开关电源设计之LLC变换器的工作原理2、基于Boost和不对称半桥变换器两级PFC的研究与设计3、很完整的LLC谐振半桥电路分析与计算如若喜欢这篇文章不妨留下您宝贵的点赞这将是对我莫大的鼓励。
开关电源-半桥LLC控制
目录一、半桥LLC控制原理1、工作原理2、控制方法说明3、半桥LLC计算二、数字化LLC及其软件算法1、AD采样配置2、中断配置3、软件算法实现参考一、半桥LLC控制原理本内容主要涉及半桥LLC 的控制方法及其实现其基本原理参见LLC基本原理。▼半桥LLC 按电路结构可以分为对称半桥LLC 和非对称半桥LLC如下对称半桥LLC 和非对称半桥LLC 的本质没有差别对称半桥将 Cr谐振电容一分为二Cr1Cr2使电路处于一种对称的结构但是电容容量与非对称半桥是一样的。目前市面上很多使用这种对称半桥LLC 的拓扑结构主要原因是在谐振电容上做钳位处理更容易并联钳位二极管抗纹波电流能力更强谐振腔LrCr 的取值更容易还有它可以减小母线电容的纹波非对称半桥LLC 是半个周期取一次电而对称半桥LLC 从工作原理分析上看部分能量可以回馈给母线电容。1、工作原理▼第一阶段Q1 导通Q2 截止输入电源Vin 经过谐振电感Lr 给谐振电容C2 进行充电C2电容电压上升同时 C1电容放电C1电容电压下降。图1.1 第一阶段▼第二阶段Q1 截止Q2 截止。由于谐振电感电流不能突变Lr 电流依然为正只是逐渐减小C2 充电电流也逐渐减小C2 电压依然增加C1电容依然处于放电状态红色路径。此时 Q2管的体二极管导通其正向导通电压小为 Q2 实现 ZVS零电压开关提供条件。图1.2 第二阶段▼第三阶段Q1 截止Q2 导通。由于之前 Q2体二极管导通经过死区时间后 Q2 实现了 ZVS零电压开关。此时谐振电容C2 等效为一个电压源上正下负与谐振电感Lr 产生谐振。Lr 电流减小至零后反相逐渐增大。C2电容处于放电状态蓝色路径所以 C1电容处于充电红色路径。图1.3 第三阶段▼仿真波形如下图1.4 仿真波形2、控制方法说明下面以对称半桥 LLC 的控制方法进行说明非对称半桥 LLC 同理1对称半桥的对称PWM发波由于 LLC 控制是 PFM(Pulse Frequency Modulation) 控制方式来进行输出电压的稳定所以在进行调制时频率在变化而占空比不变为了防止直通留有一定的死区时间。▼所谓对称发波就是上下桥臂的占空比始终一样在PFM控制方式时占空比始终都是 50%如下可以采用独立模式或中心对称模式互补输出。关于 PFM 的介绍PFM的工作原理、优势及集成功率芯片中实现PFM技术。当 LLC 电路在输出低压时需要提高工作频率在现在的技术下功率管的开关最高频率是受到限制的我们一般无法让输出电压全范围都工作在 PFM状态特别是在数字电路控制中由于 DSP 工作频率和资源的限制电路的最高工作频率将会进一步受到限制。▼所以由于 LLC 电路自身的工作特性都要结合 PFM 和 PWM 两种工作模式实现低压轻载下的输出调节。如下配置方式为 PG1 采用独立或中心对称工作模式推挽输出从上图可以看出在整个 PFMPWM 调制过程中上下桥臂占空比始终相等。▼但在 PWM 工作状态下将会遇到两个重要的问题LLC电路 PWM工作状态的非单调性和 PWM状态的电流谐振问题。下面对其进行分析如下图非单调性分析图中 Q1、Q2 的占空比 D1、D2 分别是D1*Ts t2-t0、D2*Ts t5-t3。但是 t2t4 时间段内Q2 的二极管反向续流在这段时间内任何点导通Q2谐振电流的波形不会有变化也就是说Q2 在 t2t4 内任意时刻给出驱动信号传递到副边的能量均相同得到的输出电压也相同。同样 t5t7 内 Q1 任何时间导通 Q1 也不会影响谐振电流。▼换句话说调节占空比从 50%-(t4-t2)/T50 变化输出电压不会变化。这就是 LLC电路 PWM状态的不单调问题。其仿真波形如下图所示功率管的Cds1、Cds2二极管反向恢复时间增大从 Q1 关断到 Q2 电流反向的时间随之增大即 t1t2 变长不可控的非单调区域增大。PWM状态D工作在非单调区间谐振示意图LLC谐振电流问题分析▼LLC电路工作在 PWM状态在 t1 时刻 Q1 关断谐振电流通过 Q2 的反向二极管续流。由于谐振电流比较小t2时刻谐振电流降到 0。谐振电流到零后谐振电感Lr、激磁电感Lm、谐振电容Cr以及上下管的输出电容Coss组成串联谐振。在输入电压的激励下谐振电流过零后反向增加。如果 Q2管在电流为正的时刻t3 开通就失去了 ZVS 开通。同理Q2管在 t4时刻关断谐振电流在 t5 降到 0继续谐振。如果 Q1 在 t6时刻开通时谐振电流为正同样失去 ZVS 造成硬开通。同时由于类似于直通的效果会引起非常大的电流尖峰。这样不但开关损耗会变大而且引入谐波干扰。由于电路寄生电感的存在这个很高的 di/dt 会在电流通路上产生电压尖峰。在高频的情况下驱动电压波形会受到比较大的影响会影响到电路的可靠性。2对称半桥LLC非对称互补发波▼为了解决上述增益非单调性和谐振电流的问题可以采用在输出低压轻载的情况下功率管采用互补的非对称发波方式如下图所示。上管 Q1 的控制波形 Vgs1黄色占空比减少而以其互补的 Vgs2红色控制下管 Q2两者之间有个死区时间。当上桥臂关断后下桥臂经过死区时间立刻导通一直到 1个开关周期完成。▼采用对称半桥非对称的发波方式仿真如下从仿真波形上看在非对称 PWM 发波方式下上下管都可以实现 ZVS导通这样就解决了对称 PWM状态下谐振的问题。不过由于非对称发波自身的特点也带来了其他的不良影响1非对称发波对驱动电路主要是浮充驱动电路工作有影响如果选择下管导通时间短上管导通时间长且非对称程度非常高时需要特别注意下管的最小占空比可能影响自举电容的充电过程。2对 MOSFET 电流应力有影响3对输出二极管电流应力有影响4对谐振电感和变压器热设计有影响3、半桥LLC计算▼使用SMPSKit软件计算下载地址如下百度网盘https://pan.baidu.com/s/1ZAY-_jgiKRVR2xEqyynpyg提取码: vkam设计示例请移步LLC设计步骤例子和计算公式。二、数字化LLC及其软件算法1、AD采样配置AD 采样配置主要涉及的问题是 AD 采样频率环路反馈量输出电压和输出电流采样时刻以及采样精度的确定。1AD采样频率选择在数字控制中一般 AD 采样频率等于环路计算的频率当然也可以大于环路计算频率小于环路计算频率的话就会使得过高的计算频率没有必要。由于半桥 LLC 拓扑是变频控制的如果 AD 采样是按环路计算频率定频采样的话输出电流在每个开关周期内的 AD 采样时刻是一直在变化的这就会产生拍频现象。为了消除这个拍频现象可以将 AD 采样改为 PG 模块来触发这样 AD 采样频率就保持和开关频率相同大于计算频率在每个开关周期内采样点的位置是不变的。2采样时刻一般数字控制中希望反馈量能够在环路计算要用到时刚刚采样完使得环路的相位延迟尽可能小同时希望 AD 采样转换的时间能够包含在环路计算周期里面这也是为了减小相位延迟。当然这并不是必须的满足环路相位裕量即可。采样时刻非常重要比如在通信电源模块中对杂音和短路电流有比较大的影响需要进行调试进行采样时刻的调整。2、中断配置环路计算的实时性要求很高需要在中断ISR 里执行一般我们采用 DSP 的 PWM模块定时的触发环路计算中断ISR。关于如何配置 PWM模块使能中断ISRDSP 的 Datasheet 有详细的介绍在此不再赘述这里说的中断配置主要讲计算中断的频率选择。从 LLC 环路控制性能的角度来说我们希望环路计算中断的频率能够越高越好这样离散化造成的环路计算延时就越小离散系统也就越接近连续系统数字控制的效果就越接近原来的模拟控制。同时中断ISR 里一些其他处理如快速保护响应也能更及时。从考虑 DSP芯片资源的角度来说却不希望计算中断的频率太高因为频率越高在中断ISR 里可执行的代码就越少可能会造成环路计算的代码不能够在一个计算中断周期里执行完对于实时性要求不太高的中断可以采用分拍进行。同时计算中断频率的选择还需要考虑 DSP AD 采样转换的时间需要保证在一个计算中断周期里能完成一个完整的采样序列这也会限制计算中断的频率不能太高。另外也需要考虑在环路控制的前向通道和反馈通道的一些固有响应延时比如功率元件响应延时、低通滤波器的延时等计算中断周期应该大于“这些环路响应延时AD采样转换时间”因为如果计算中断周期比这个时间和小的话计算频率太高也没有什么意义。3、软件算法实现1电压单环VMC框图▼对输出电压进行 AD 采样与给定电压进行比较后得到误差值经过 2p2z 的补偿器算法之后修改周期值保证输出电压的稳定。2电压外环电流内环ACMC的模式参考1、开关电源设计之LLC变换器的工作原理2、基于Boost和不对称半桥变换器两级PFC的研究与设计3、很完整的LLC谐振半桥电路分析与计算如若喜欢这篇文章不妨留下您宝贵的点赞这将是对我莫大的鼓励。
